• 专利附录
  • 专利说明
  • 权利要求
  • 类似技术
  • 同族专利
  • 引用文献
  • 法律状态
  • 优先权
    • 专利摘要:
    In einer Gleichspannungswandelschaltung vom Flyback-Typ akkumuliert ein Transformator Energie während des Ein-Zustands eines Schaltelements und die akkumulierte Energie wird von einer Sekundärwicklung während des Aus-Zustands des Schaltelements ausgegeben. Das Schaltelement wird in den Ein-Zustand versetzt, wenn die akkumulierte Energie vollständig von der Sekundärwicklung ausgegeben worden ist. Eine Spannung, die dem Schaltelement zugeführt wird, wird durch einen Kondensator differenziert, um einen Entladeendepunkt detektieren zu können, bei dem der Strom des Transformators null wird, um eine Schaltfrequenz des Schaltelements zu ändern. Die Gleichspannungswandelschaltung kann die Steuerung in einem Stromgrenzzustand steuern, ohne die Kosten signifikant zu erhöhen.
    公开号:DE102004027373A1
    申请号:DE200410027373
    申请日:2004-06-04
    公开日:2005-01-05
    发明作者:Tomoyuki Shizuoka Ichikawa；Shinji Shizuoka Ohta
    申请人:Koito Manufacturing Co Ltd；
    IPC主号:H02M3-28
    专利说明:
    [0001] Dievorliegende Offenbarung betrifft Techniken zum Verbessern der Schaltungseffizienzund zum Reduzieren von Kosten einer Gleichspannungswandelschaltungvom Flyback-Typ.
    [0002] EineSpannungswandelschaltung zum Wandeln einer Eingangsgleichspannungin eine gewünschteGleichspannung (ein "Gleichspannung-Gleichspannung-Wandler") wird für eine Erregungsschaltungfür eineEntladungslampe, z.B. eine Halogen-Metalldampflampe, verwendet. Ein Aufbau vomFlyback-Typ, der als Spannungswandelschaltung verwendet werden kann,enthälteinen Transformator und ein Schaltelement, das an einer Primärseite davonvorgesehen ist, und ist derart angeordnet, dass ein Ausgang gesteuertwird, indem ein Tastverhältniseines Treibersignals fürdas Element geändert wird.Das heißt,dass die Spannungswandelschaltung vom Flyback-Typ derart aufgebautist, dass das Schaltelement mit der Primärwicklung des Wandeltransformatorsgekoppelt ist, um eine Ein/Aus-Steuerung des Elements durchführen zukönnen.Eine Gleichrichterdiode und ein Glättungskondensator sind aufder Sekundärseitedes Transformators vorgesehen.
    [0003] Wiein dem japanischen Patentdokument JP-A-8-195290 offenbart ist, kannein Schaltelement derart betrieben werden, dass Strom, der in den Transformatorfließt,in einen Grenzzustand versetzt wird.
    [0004] InSituationen, in denen das Schaltelement in einen Ein-Zustand versetztist, wenn Energie, die in dem Transformator akkumuliert wird, vollständig auf derSekundärseitedes Transformators (d.h., einem Stromgrenzmodus) entladen wird, wirddas Schaltelement in den Ein-Zustand versetzt, nachdem der Strom,der in die Gleichrichterdiode hineinfließt, null Ampere geworden ist.Ein Energieverlust tritt somit bei einer Sperrerholungszeit vorteilhafterweisenicht auf und der elektrische Wirkungsgrad ist gut (d.h., der Energieverlustist gering), wenn mit einer relativ hohen Frequenz geschaltet wird(z.B. einigen hundert Kilohertz oder mehr).
    [0005] EinProblem das auftreten kann, besteht darin, dass die Schaltfrequenzzum Realisieren des Stromgrenzmodus nicht immer konstant ist, sondern sichaufgrund des Einflusses der Änderungeiner Eingangsspannung und der Änderungeiner Last ändert.
    [0006] ZumBeispiel kann in dem Fall einer Erregungsschaltung für eine Entladungslampeeine elektrische Energie, die an die Entladungslampe angelegt ist,unterschiedlich zwischen einem Einschwingzustand gerade nach demErregen der Entladungslampe, die als Last dient, und einem eingeschwungenenErregungszustand der Ladelampe sein. Die Frequenz, mit der das Elementin dem Stromgrenzmodus versetzt wird, variiert aufgrund des Einflussesder Änderungder Batteriespannung oder der angelegten elektrischen Leistung.
    [0007] Umdie Schaltfrequenz derart steuern zu können, dass der Zustand nahean dem Stromgrenzzustand ist, muss einen Entladeendezeitpunkt, an demder Sekundärstromdes Transformators null wird, derart detektiert werden, dass dieSchaltfrequenz in Antwort auf die Detektion gesteuert werden kann.Eine Detektionsschaltung zum Detektieren des Entladeendezeitpunktsist jedoch komplex und kann typisch ein Schaltungselement erfordern,das eine hohe Spannungstoleranz hat. Schwierigkeiten treten in Verbindungmit der Miniaturisierung und der Kostenreduzierung der Schaltungauf.
    [0008] Esist deshalb erwünscht,die Steuerung des Stromgrenzzustands in einer Gleichspannungswandelschaltungvom Flyback-Typzu verbessern, ohne dass die Kosten signifikant ansteigen.
    [0009] DieOffenbarung betrifft einen Schaltungsaufbau vom Flyback-Typ miteinem Transformator, einem Schaltelement und einer Steuereinrichtungzum Durchführender Steuerung in einem Stromgrenzzustand derart, dass der TransformatorEnergie währendeines Ein-Zustands des Schaltelements akkumulieren kann. Die Energie,die so akkumuliert wird, wird von einer Sekundärwicklung während eines Aus-Zustands desSchaltelements ausgegeben und das Schaltelement wird in den Ein-Zustandversetzt, wenn die akkumulierte Energie vollständig von der Sekundärwicklungausgegeben worden ist.
    [0010] EineSpannung, die an das Schaltelement angelegt ist, wird differenziert,um einen Entladeendezeitpunkt detektieren zu können, an dem ein Sekundärstrom desTransformators null wird, um eine Schaltfrequenz des Schaltelementsdurch die Steuereinrichtung ändernzu können.
    [0011] Dadie Spannung, die an das Schaltelement angelegt ist, differenziertwird, um den Entladeendezeitpunkt detektieren zu können, dersich auf den Sekundärstrombezieht, um die Schaltfrequenz steuern zu können, kann deshalb die Treibersteuerungin dem Stromgrenzmodus realisiert werden, ohne dass eine komplizierteSchaltungskonfiguration verursacht wird.
    [0012] UnterVerwendung der hier beschriebenen Techniken ist es möglich, denelektrischen Wirkungsgrad zu verbessern und einen kleinen Schaltungsaufbaumit reduzierten Kosten zu erreichen.
    [0013] DieGleichspannungswandelschaltung kann in einer Erregungsschaltungfür eineEntladungslampe, z.B. eine Balogen-Metalldampflampe angewendet werden,die als eine Lichtquelle füreine Lampe fürein Fahrzeug verwendet wird, wenn der Raum für eine Vorrichtung einschließlich derErregungsschaltung begrenzt ist. Die Gleichspannungswandelschaltungkann in einem weiten Bereich von weiteren Anwendungen verwendetwerden, einschließlichz.B. einer Spannungsversorgungsschaltung.
    [0014] 1 ist ein Schaltungsblockdiagramm,das ein Beispiel des Aufbaus einer Erregungsschaltung für eine Entladungslampezeigt;
    [0015] 2 ist ein Schaltungsdiagramm,das ein Beispiel des Aufbaus einer Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltungzeigt;
    [0016] 3 ist ein Diagramm zum Erläutern eines Stromgrenzmodus;
    [0017] 4 ist ein Diagramm, dasein Beispiel des Aufbaus einer Gleichspannungswandelschaltung gemäß der Erfindungzeigt;
    [0018] 5 ist ein Wellenformdiagrammzum Erläuterndes Betriebs der Schaltung in 4;und
    [0019] 6 ist ein Diagramm, dasein weiteres Beispiel des Aufbaus der Gleichspannungswandelschaltunggemäß der Erfindung zeigt.
    [0020] 1 zeigt ein Beispiel einesAufbaus einer Erregungsschaltung für eine Entladungslampe unter Verwendungeiner Gleichspannungswandelschaltung gemäß der Erfindung.
    [0021] EineErregungsschaltung 1 füreine Entladungslampe enthälteine Gleichspannungsversorgung 2, eine Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung 3,eine Gleichspannung-Wechselspannung-Wandelschaltung 4,eine Starterschaltung 5 und eine Steuerschaltung 7.
    [0022] DieGleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung 3 ist vorgesehen,um die Versorgungsspannung von der Gleichspannungsversorgung 2 zu empfangenund um die Spannungswandlung durchzuführen. Das heißt, dassdie Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung eine Eingangsgleichspannung("Vin") von der Gleichspannungsversorgung 2 empfängt, umdie Eingangsgleichspannung in eine gewünschte Gleichspannung wandelnzu können.Die Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung enthält deshalbeinen Schaltungsaufbau vom Flyback-Typ mit einem Transformator undeinem Schaltelement, wie mit größerer Genauigkeitnachstehend beschrieben wird.
    [0023] DieGleichspannung-Wechselspannung-Wandelschaltung 4 wandeltdie Ausgangsspannung der Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung 3 ineine Wechselspannung um und führtdie Wechselspannung einer Entladungslampe 6 durch die Starterschaltung 5 zu.Die Gleichspannung-Wechselspannung-Wandelschaltung kann zum Beispieleine Schaltung vom Brückentypenthalten, die vier Halbleiterschaltelemente und eine Treiberschaltungfür dieSchaltung vom Brückentypverwendet. Die Schaltung ist derart angeordnet, dass zwei Sätze vonHalblei terschaltelementen abwechselnd eingeschaltet und ausgeschaltetwerden, um die Wechselspannung auszugeben.
    [0024] DieStarterschaltung oder der Starter 5 erzeugt ein Hochspannungsimpulssignal(einen Starterimpuls bzw. -puls), um die Entladungslampe 6 zu starten.Das Impulssignal wird der Wechselspannung überlagert, die von der Gleichspannung-Wechselspannung-Wandelschaltung 4 ausgegebenwird, und wird der Entladungslampe 6 zugeführt.
    [0025] DieSteuerschaltung 7 empfängtein Detektionssignal, das einer Spannung, die der Entladungslampe 6 zugeführt wird,einem Strom, der in die Entladungslampe hinein fließt, odereiner Spannung und einem dazu entsprechenden Strom entspricht, um eineelektrische Leistung, die der Entladungslampe 6 zugeführt wird,steuern zu könnenund um auch den Ausgang der Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung 3 steuernzu können.Zum Beispiel kann die Steuerschaltung das Detektionssignal empfangen,das von einer Detektionseinheit 8 zum Detektieren der Ausgangsspannungund des Ausgangsstroms der Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung 3 erhaltenwird, um eine zugeführteelektrische Leistung gemäß dem Zustand derEntladungslampe 6 zu steuern. Die Steuerschaltung sendetein Steuersignal zu der Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung 3,um ihre Ausgangsspannung zu steuern. Zudem sendet die Steuerschaltungein Steuersignal zu der Gleichspannung-Wechselspannung-Wandelschaltung 4,um den Schaltbetrieb der Polaritätzu steuern, die sich auf den Wechselausgang davon bezieht. Die Steuerschaltung 7 führt auchdie Ausgangssteuerung derart durch, dass die Versorgungsspannungzu der Entladungslampe auf ein bestimmtes Niveau bzw. Wert erhöht wird,bevor die Entladungslampe 6 erregt wird, um den Erregungsbetriebder Entladungslampe sicherstellen zu können. Techniken wie z.B. PWM(Impulsweitenmodulation) und PFM (Impulsfrequenzmodulati on) können alsdie Schaltsteuerungsverfahren fürdie Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung 3 verwendetwerden.
    [0026] 2 zeigt den Hauptabschnittdes Grundaufbaus 9 eines Beispiels des Gleichspannung-Gleichspannung-Wandlers(entsprechend einem Schaltungsabschnitt, der das Spannungsversorgungssystemder Entladungslampe in Beziehung zu der Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung 3 bildet).Dieses Beispiel enthälteinen Transformator 10, ein Schaltelement 11,eine Gleichrichterdiode 12 und einen Glättungskondensator 13.
    [0027] In 2 geben "Ti+" und "Ti–" Eingangsanschlüsse an,denen die Eingangsgleichspannung Vin zugeführt wird. Ein Kondensator 14 istzwischen den Anschlüssenvorgesehen. Zudem geben "To+" und "To–" Ausgangsanschlüsse an,von denen die gewandelte Ausgangsspannung ("Vout")zu der nachfolgenden Schaltung (der Gleichspannung-Wechselspannung-Wandelschaltung)gesendet wird.
    [0028] DasSchaltelement 11 ist mit der Primärwicklung 10p desTransformators 10 gekoppelt. Dem Schaltelement wird dasTreibersignal von der Steuerschaltung 7 zugeführt. Inder Figur wird ein N-Kanal-MOSFET (Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor)als Schaltelement 11 verwendet. Das Drain des FET ist mitder Primärwicklung 10p desTransformators 10 gekoppelt und die Source ist mit demEingangsanschluss Ti– gekoppelt.
    [0029] DieGleichrichterdiode 12 und der Glättungskondensator 13 sindauf der Sekundärseitedes Transformators 10 vorgesehen. Ein Ende der Sekundärwicklung 10s desTransformators 10 ist mit der Anode der Gleichrichterdiode 12 gekoppelt;das andere Ende der Sekundärwicklung 10s istmit einer Leitung gekoppelt, die die Anschlüsse Ti– und To– koppelt. Die Kathode derGleichrichterdiode 12 ist mit dem Anschluss To+ und mit einemEnde des Glättungskondensators 13 gekoppelt.Der Glättungskondensator 13 istzwischen den Ausgangsanschlüssen To+und To– vorgesehenund die Spannung zwischen den beiden Enden des Kondensators wirdals Vout ausgegeben.
    [0030] "Ip" und "Is" geben den Primärstrom bzw. denSekundärstromdes Transformators 10 wieder und "VG" gibteine Signalspannung zum Antreiben des Gates des FET wieder (entsprechendder Steuerspannung, die von der Steuerschaltung 7 zugeführt wird).
    [0031] 3 ist ein Diagramm zum Erläutern des Betriebsder Schaltung vom Flyback-Typ und zeigt schematisch Wellenverläufe vonVG, Ip und Is in dem Stromgrenzmodus von der oberen Seite in derFigur aus.
    [0032] DasSchaltelement 11 wird derart gesteuert, dass das Schaltelementin einen Ein-Zustand versetzt wird, wenn Energie, die im Transformator 10 akkumuliertwird, vollständigauf der Sekundärseitedes Transformators 10 entladen wird. Das heißt, wiein der Figur gezeigt ist, dass das Schaltelement 11 eingeschaltetwird, wenn der Sekundärstrom(Is) des Transformators 10 null Ampere wird, und dass jeder derStrömeIp und Is zu null Ampere an dem Anstiegsstartzeitpunkt von VG wird.
    [0033] DieSchaltung kann den Energieverlust während der Sperrerholungszeitder Gleichrichterdiode 12 verbessern, die auf der Sekundärseite desTransformators 10 vorgesehen ist. Da das Schaltelement 11 inden Ein-Zustand versetzt wird, nachdem der Strom, der in die Gleichrichterdiodehineinfließt,null Ampere in dem Stromgrenzmodus geworden ist, tritt kein Energieverlustwährendder Sperrerholungszeit auf. Zudem kann der Gesamtwirkungsgrad des Gleichspannung-Gleichspannung-Wandlers verbessertwerden und ein hoher elektrischer Wirkungsgrad kann realisiert werden.
    [0034] DieFrequenz zum Beibehalten des Stromgrenzzustands variiert als einErgebnis des Einflusses der Änderungder Gleichspannung-Eingangsspannung (Vin) und der Änderungin der Last. Wenn die Last groß ist(z.B., wenn die Eingangsspannung niedrig ist oder die Ausgangsspannunggroß ist),da der Wert der Energie, die in den Transformator bei dem einzelnenSchaltbetrieb angehäuftwird, groß wird,wird die Einschaltzeit des Schaltelements lang und deshalb wirddie Schaltfrequenz niedrig. In dieser Hinsicht, wenn die Einschaltzeitzu lang wird, kommt der Transformator in die magnetische Sättigungderart, dass die untere Grenze der Schaltfrequenz bestimmt wird.
    [0035] DieSchaltfrequenz kann somit derart gesteuert werden, dass die Schaltfrequenzauf einen unteren Grenzwert oder einen Wert nahe dem unteren Grenzwertwährendeiner hohen Last gesetzt wird. Die Schaltfrequenz kann geändert werden,um den Stromgrenzzustand füreine geringe Last oder eine gleichmäßige Last erreichen zu können. Zudiesem Zweck wird der Entladeendezeitpunkt detektiert, bei dem derSekundärstromdes Transformators null wird.
    [0036] DieSpannung, die an den nicht-gesteuerten Anschlüssen des Schaltelements angelegtwird, kann differenziert werden, um den Entladeendezeitpunkt zudetektieren, damit die Schaltfrequenz in Übereinstimmung mit dem detektiertenZeitpunkt geändertwerden kann. Andere Verfahren zum Detektieren des Entladeendezeitpunkts,z.B. durch Differenzieren der Sekundärspannung des Transformators,könnenverwendet werden. Das Detektionsverfahren unter Verwendung des Schaltelementskann jedoch bezüglichder Spannungstoleranz und der Kosten von Vor teil sein, insbesondere,wenn die erzeugte Spannung niedriger in dem Schaltelement ist.
    [0037] 4 zeigt ein Beispiel 15der Gleichspannungswandelschaltung und zeigt schematisch den Hauptabschnittder Gleichspannung-Gleichspannung-Wandeleinheit und der Steuereinheitdavon. Dieses Beispiel verwendet das PWM-Steuerverfahren (d.h. das Ändern desTastzyklus des Steuerpulses). Der Transformator 10 unterscheidetsich von dem Aufbau des Transformators, der in 2 gezeigt ist, da ein Ende der Primärwicklung 10p undein Ende der Sekundärwicklung 10s miteinanderund auch mit dem Drain des N-Kanal-FET gekoppelt sind.
    [0038] "VDS" und "VGS", die in der Figurgezeigt sind, geben die Drain-Source-Spannung bzw. die Gate-Source-Spannungdes FET wieder, der als Schaltelement dient. "Vs" gibtdie Sekundärspannungdes Transformators 10 wieder.
    [0039] EineSteuereinrichtung 16 steuert den Stromgrenzmodus derart,dass das Schaltelement 11 derart gesteuert wird, dass esin einem Ein-Zustand wieder ist, wenn Energie, die in den Transformator 10 während derEin-Zeit des Schaltelements 11 akkumuliert wird, vollständig vonder Sekundärwicklung 10s während derAus-Zeit des Schaltelements 11 ausgegeben wird. Die Steuereinrichtungenthälteine Leistungsberechnungseinheit 17, eine Berechnungssteuereinheit 18,eine Timing-Detektionseinheit 19 und eine Rampenwellenerzeugungseinheit 20.
    [0040] DieLeistungsberechnungseinheit 17 steuert den Ausgang aufder Basis des Detektionssignals von der Detektionsschaltung (nichtgezeigt), um die Ausgangsspannung und den Ausgangsstrom des Transformators 10 detektierenzu können.Der Schaltungsaufbau der Leistungsberechnungseinheit ist von demSteuerverfahren abhängig.In einer Implementation ist die Leistungsberechnungseinheit derart ausgelegt,dass ein Fehlerverstärker 21 zumBerechnen einer elektrischen Leistung bzw. Stroms eine elektrischeLeistung von einer Ausgangsspannung erhält, die durch Spannungsteilerwiderstände detektiertwird, die an der Ausgangsstufe des Transformators 10 vorgesehensind. Ein Ausgangsstrom wird durch die Spannungswandlung durch einenStromdetektionswiderstand detektiert, der an der Ausgangsstufe desTransformators 10 vorgesehen ist. Ein Steuerspannungssignalaus der so erhaltenen elektrischen Leistung wird dem positiven Eingangsanschlussdes PWM-Vergleichers 22 zugeführt.
    [0041] DieBerechnungssteuereinheit 18 vergleicht Werte zwischen einerRampenwelle, die von der Rampenwellenerzeugungseinheit 20 zugeführt wird, undder Steuerspannung von der Leistungsberechnungseinheit 17,um das Steuersignal zu dem Schaltelement 11 auszugeben.
    [0042] EinPWM-Vergleicher 22 dient als Berechnungssteuereinheit 18.Der negative Eingangsanschluss des Vergleichers wird mit der Rampenwelle (odereiner Sägezahnwelle)von der Rampenwellenerzeugungseinheit 20 versorgt, dieunten stehend beschrieben wird. Der Vergleicher gibt ein Impulssignal(ein PWM-Signal) mit rechteckiger Form auf der Basis des Wertvergleichszwischen dem Rampenwellensignal und dem Signal von dem Fehlerverstärker 21 aus.Das Impulssignal bzw. Pulssignal wird dem Steueranschluss (z.B.dem Gate im Falle des FET) des Schaltelements 11 durcheinen Puffer (nicht gezeigt) zugeführt.
    [0043] DieTiming-Detektionseinheit 19 detektiert, wenn der Sekundärstrom (Is)des Transformators 10 zu null Ampere wird. In dem Stromgrenzmoduswird, da das Schaltelement 11 derart gesteuert wird, dass dasSchaltelement in den Ein-Zustand ver setzt wird, wenn die Energie,die in dem Transformator akkumuliert wird, vollständig aufder Sekundärseiteentladen wird, die Spannung, die dem Schaltelement 11 zugeführt wird,durch den Kondensator differenziert, um den Entladeendpunkt für den Sekundärstrom (Is)detektieren zu können.
    [0044] Indiesem Beispiel wird ein FET als das Schaltelement 11 verwendetund der Entladeendpunkt fürden Sekundärstrom(d.h., der Zeit, wenn der Sekundärstrom(Is) null wird) wird durch den Differenzierungsbetrieb eines Kondensators 23 aufder Basis der Wellenform der Source-Drain-Spannung (VDS) des FETdetektiert. In dem Schaltungsaufbau zum Detektieren des Timingsauf der Basis der Sekundärspannung(Vs) werden z.B. positive und negative Spannungen relativ zu derErdespannung (GND) erzeugt. Begrenzer für die positiven und negativen Spannungensind deshalb fürdas Eingangssignal zu der nachfolgenden Schaltung erforderlich undder Schaltungsaufbau kann komplex werden. Im Unterschied hierzuwird bei dem Schaltungsaufbau zum Detektieren des Timings auf derBasis der Spannung VDS, da der Spannungswert (VDS) bezüglich der GND-Spannungpositiv bleibt, die negative Spannung im Vergleich mit dem Schaltungsaufbaukaum erzeugt, der die Spannung Vs verwendet.
    [0045] EinEnde des Kondensators 23 ist mit dem Drain des FET gekoppeltund das zweite Ende ist mit der Basis eines NPN-Transistors 25 durch den Widerstand 24 gekoppelt.Die Spannung an dem zweiten Ende wird als "V23" bezeichnet.
    [0046] EineDiode 26 hältdie Spannung auf einem Wert gleich oder kleiner dem GND-Niveau fest.Die Kathode der Diode ist mit einem Verbindungspunkt zwischen demKondensator 23 und dem Widerstand 24 gekoppeltund ist auch mit dem Spannungsversorgungsanschluss 29 miteiner vorgegebenen Spannung ("Vcc") durch eine Diode 27 odereinen Widerstand 28 gekoppelt. Die Anode der Diode 26 liegtauf Erde. Die Anode der Diode 27 ist mit der Kathode der Diode 26 gekoppeltund die Kathode der Diode 27 ist mit dem Spannungsversorgungsanschluss 29 gekoppelt.
    [0047] DerKollektor des NPN-Transistors 25, der als Typ mit gemeinsamemEmitter aufgebaut ist, ist mit dem Spannungsversorgungsanschluss 29 durch denWiderstand 30 gekoppelt und ist auch mit der Basis desNPN-Transistors 31 gekoppelt.
    [0048] DieRampenwellenerzeugungseinheit 20 erzeugt die Rampenwelle,deren Frequenz in Übereinstimmungmit dem Signal von der Timing-Detektionseinheit 19 gesteuertwird. In diesem Beispiel enthält dieRampenwellenerzeugungseinheit einen Kondensator 32 undeinen Abschnitt zum Steuern des Lade- und Entladebetriebs davon.Die Rampenwellenerzeugungseinheit ist derart aufgebaut, dass derKondensator 32 geladen wird, bis die Timing-Detektionseinheit 19 denEntladeendezeitpunkt detektiert, und dass der NPN-Transistor 31 eingeschaltetwird, wenn die Timing-Detektionseinheit 19 den Entladeendezeitpunktdetektiert, wodurch der Kondensator 32 entladen wird.
    [0049] Ineinem Operationsverstärker 33,der als Vergleichen dient, wird eine vorgegebene Spannung von denSpannungsteilerwiderständen 34, 34 dem nicht-invertierendenEingangsanschluss zugeführt unddie Anschlussspannung des Kondensators 32 wird dem invertierendenEingangsanschluss zugeführt.Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 33 ist mit demKondensator 32 durch einen Widerstand 35 gekoppeltund auch mit der Kathode der Diode 36 gekoppelt. Die Anodeder Diode 36 ist mit einem Ende des Kondensators 32 gekoppelt.Ein Widerstand 37 ist zwischen dem nicht-invertierenden Eingangsanschlussund dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 33 gekoppelt.
    [0050] DerNPN-Transistor 31, der parallel zu dem Kondensator 32 ist,ist in einem Typ mit gemeinsamen Emitter aufgebaut und der Kollektordes NPN-Transistors ist mit einem Ende (dem Nichterdeseite-Anschluss)des Kondensators 32 gekoppelt. Wenn die Timing-Detektionseinheit 19 denEntladeendepunkt detektiert, wird der Transistor 31 eingeschaltet,um einen Entladeweg fürden Kondensator 32 auszubilden. Der Lade- und Entladebetriebdes Kondensators 32 wird deshalb durchgeführt, umdie Frequenz in dem Stromgrenzmodus zu realisieren, wodurch dieAnschlussspannung des Kondensators dem negativen Eingangsanschlussdes PWM-Vergleichers 22 als Rampenwelle zugeführt wird.Der untere Grenzwert fürdie Frequenz der Rampenwelle wird durch die Zeit bestimmt, wenndie Anschlussspannung des Kondensators 32 die Spannungdes nicht-invertierenden Eingangsanschlusses des Operationsverstärkers 33 indem Aus-Zustanddes Transistors 31 überschreitetund so der Kondensator 32 entladen wird.
    [0051] 5 ist ein Wellenformdiagramm.Verschiedene Symbole in der Figur geben das Folgende wieder: "Vramp" = ein Signalwertder Rampenwelle, die durch die Rampenwellenerzeugungseinheit 20 erzeugtwird; und "Verr" = ein Ausgangssignalwertdes Fehlerverstärkers 21.
    [0052] DieSymbole "Ip", "Is", "VDS", "V23" und "VGS" haben die gleichenBedeutungen wie vorstehend erläutertwurde.
    [0053] Diejeweiligen Zeitpunkte t1 bis t5 sind wie folgt definiert: "t1" = Zeit, wenn derPrimärstromIp zu fließenbeginnt; "t2" = Anstiegszeitpunktvon VDS; "t3" = Abfallszeitpunktvon VDS; "t4" = Zeitpunkt, wennder Kondensator 32 mit dem Entladen beginnt; und "t5" = Zeit, wenn dasEntladen des Kondensators 32 beendet ist.
    [0054] Inder Figur ist der Wert von Verr als konstant zum Zwecke der Vereinfachunggezeigt. Die Spannung Vramp ändertsich wiederholt derart, dass der Kondensator 32 mit demLaden bei der Zeit t1 anfängt.Vramp steigt allmählichmit einer konstanten Steigung an und der Kondensator 32 entlädt seine angehäufte Energiezur Zeit t4 derart, dass Vramp mit dem Absinken anfängt undauf null zum Zeitpunkt t5 zurückkehrt.
    [0055] Dadie Spannung (VDS) schwingt, wenn das Entladen des Stromes (Is)endet, ist es möglich,den Zeitpunkt, der den Anfang der Resonanz wiedergibt, durch Detektiereneiner Kante bzw. Flanke zu bestimmen, indem VDS unter Verwendungdes Kondensators 23 differenziert wird. Das heißt, dassdie Timing-Detektionseinheit 19 dieins Negative gehende Flanke von VDS detektiert. Die detektierendeSpannung, die gleich oder kleiner als der GND-Wert ist, wird durchdie Klemmdiode 26 festgehalten und der Transistor 25 wirdin den Aus-Zustand versetzt. Der Transistor 31 wird inden Ein-Zustand zum Entladen des Kondensators 32 versetzt.
    [0056] ObwohlIp allmählichwährendder Zeitdauer von dem Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t2 ansteigt, wirdder Strom Ip zum Zeitpunkt t2 zu null. Im Unterschied hierzu steigtder Strom Is an und erreicht einen bestimmten Wert beim Zeitpunktt2 und sinkt dann mit dem Ablaufen der Zeit ab und wird schließlich null.
    [0057] VDSsinkt beim Zeitpunkt t3 nach dem Ansteigen beim Zeitpunkt t2 ab.Die Spannung V23 wird durch Differenzieren der abfallenden Flankenvon VDS unter Verwendung des Kondensators 23 erhalten.Das heißt,dass V23 null Volt füreine be stimmte Zeitdauer nach dem Zeitpunkt t3 zeigt, aber Vcc zu anderenZeitpunkten zeigt. V23 gibt die Spannung an dem Koppelpunkt zwischender Anode der Diode 27 und der Kathode der Diode 26 wieder.
    [0058] DerPWM-Vergleicher 22 vergleicht die Spannungen Vramp undVerr derart, dass VGS einen niedrigen Wert (L) zeigt, wenn VrampVerr überschreitet,wohingegen VGS einen hohen Wert (H) zeigt, wenn Vramp gleich oderkleiner als Verr ist.
    [0059] DieDauer von der Zeit t1 bis zur Zeit t5 entspricht der Periode derRampenwelle und die Frequenz der Rampenwelle wird durch die Änderungder Eingangsspannung und der Last beeinflusst. Da die Rampenwelledurch Detektieren des Entladeendezeitpunkts gesteuert wird, um dieSchaltfrequenz derart ändernzu können,dass die Schaltfrequenz mindestens einen spezifizierten Wert hat,kann die Gleichspannungswandelschaltung in dem Stromgrenzmodus betriebenwerden.
    [0060] DieErfindung ist nicht auf den Aufbau von 4 beschränkt. Ein Beispiel eines alternativen Aufbausist in 6 gezeigt.
    [0061] DerAufbau der Zeitgabedetektionseinheit 19 ist ähnlich zudem von 4. Der Aufbauder Rampenwellenerzeugungseinheit 20A ist jedoch unterschiedlich.
    [0062] Insbesondereist der nicht-invertierende Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 33 mit demnegativen Eingangsanschluss des PWM-Vergleichers 22 gekoppeltund auch mit dem Kollektor des Transistors 31 durch denWiderstand 38 gekoppelt.
    [0063] DerNichterdeseite-Anschluss des Kondensators 32 ist mit demnicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 33 gekoppelt undist auch mit dem Spannungsversorgungsanschluss 29 durchden Widerstand 39 gekoppelt.
    [0064] EinNPN-Transistor 40, der parallel zu dem Kondensator 32 ist,ist als Typ mit gemeinsamem Emitter aufgebaut. Der Kollektor diesesTransistors ist mit dem Kondensator 32 durch einen Widerstand 41 gekoppeltund die Basis davon ist mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 33 durch einenWiderstand 42 gekoppelt.
    [0065] DieSpannungsteilerwiderstände 34, 34 sind andem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 33 vorgesehen.Eine vorgegebene Referenzspannung (Vref) liegt an einem Ende der Spannungsteilerwiderstände an undder Kollektor des NPN-Transistors 43 ist mit dem anderenEnde der Spannungsteilerwiderständegekoppelt.
    [0066] DerTransistor 43 ist als Typ mit gemeinsamen Emitter derartaufgebaut, dass der Vergleicher, der durch den Operationsverstärker 33 implementiert ist,eine Hysterese-Eigenschaft hat. Die Basis dieses Transistors istmit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 33 gekoppeltund mit einer Konstantstromquelle 45 durch den Widerstand 44 gekoppelt.Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 33 ist mit demSpannungsversorgungsanschluss 29 durch die Konstantstromquelle 45 gekoppelt.
    [0067] Indiesem Beispiel wird die Anschlussspannung des Kondensators 32 demPWM-Vergleicher 22 als Vramp zugeführt, aber die beiden Transistoren 31, 40 sindparallel zu diesem Kondensator vorgesehen. Der Transistor 40 dientdazu, den unteren Grenzwerte der Frequenz der Rampenwelle zu definieren.Der Entladeweg fürden Kondensator 32 wird somit ausgebildet, wenn dieserTransistor in den Ein-Zustand versetzt ist. Wie bei dem vorhergehendenBeispiel dient der Transistor 31 dazu, den Kondensator 32 zuentladen, wenn die Stromgrenze detektiert wird.
    [0068] DieSchaltung kann derart klein gemacht werden, dass sie als Erregungsschaltungfür eine Entladungslampeverwendet werden kann, die als Lichtquelle in einer Automobillampedient. Auch wenn der Raum in dem Fahrzeug für die Unterbringung der Teilebegrenzt ist, könnendie Vorrichtungen, die vorstehend beschrieben worden sind, verwendetwerden. Gleichzeitig könnendie Erfordernisse fürein Erhöhender Frequenz und des Wirkungsgrads der Gleichspannung-Gleichspannung-Wandelschaltung,die die Erregerschaltung ausbildet, durch Verwenden der vorhergehendenVorrichtungen erreicht werden.
    [0069] Esist klar aus der vorhergehenden Beschreibung, dass die Steuerungin dem Stromgrenzmodus erhalten werden kann, ohne dass eine komplexe Schaltungskonfigurationerforderlich wäre.Die vorliegende Erfindung kann somit Vorteile wie eine Miniaturisierung,das Einsparen von Raum und eine Kostenreduzierung bereitstellen.
    [0070] Gemäß der Erfindung,die in Anspruch 2 beansprucht wird, ist der Aufbau der Differenzierungsdetektionseinrichtungeinfach.
    [0071] WeitereVorteile sind aus der vorhergehenden Beschreibung, den beiliegendenZeichnungen und den Ansprüchenersichtlich. Weitere Implementationen sind innerhalb des Bereichsder Ansprüche.
    权利要求:
    Claims (5)
    [1] Gleichspannungswandelschaltung, die aufweist: einenSchaltungsaufbau vom Flyback-Typ mit einem Transformator und einemSchaltelement; und eine Steuereinrichtung zum Durchführen derSteuerung in einem Stromgrenzzustand derart, dass der TransformatorEnergie währendeines Ein-Zustands des Schaltelements akkumuliert, worin dieakkumulierte Energie von einer Sekundärwicklung während eines Aus-Zustands desSchaltelements ausgegeben wird und worin das Schaltelement in denEin-Zustand versetzt wird, wenn die akkumulierte Energie vollständig vonder Sekundärwicklungausgegeben wird, worin eine Spannung, die dem Spannungselement zugeführt wird,differenziert wird, um einen Entladeendepunkt zu detektieren, beidem ein Sekundärstromdes Transformators null wird, so dass eine Schaltfrequenz des Schaltelementsdurch die Steuereinrichtung geändertwerden kann.
    [2] Gleichspannungswandelschaltung nach Anspruch 1, worindie Spannung, die dem Schaltelement zugeführt wird, durch einen Kondensatordifferenziert wird, um eine Flanke der Spannung zu detektieren,um den Entladeendepunkt detektieren zu können.
    [3] Gleichspannungswandelschaltung nach Anspruch 1, worindas Schaltelement einen Feldeffekttransistor aufweist und worineine Spannung zwischen einem Drain und einer Source des Feldeffekttransistorsdifferenziert wird, um den Entladeendepunkt detektieren zu können.
    [4] Gleichspannungswandelschaltung gemäß Anspruch1, die weiterhin aufweist: eine Timing-Detektionseinheit, umden Entladeendezeitpunkt zu detektieren; eine Rampenwellenerzeugungseinheitzum Erzeugen einer Rampenwelle, deren Frequenz in Übereinstimmungmit einem Signal von der Timing-Detektionseinheit variabel gesteuertwird; und eine Berechnungssteuereinheit zum Vergleichen von Wertenzwischen der Rampenwelle von der Rampenwellenerzeugungseinheit undeiner Steuerspannung, um ein Steuersignal dem Schaltelement zuzuführen.
    [5] Gleichspannungswandelschaltung nach Anspruch 4, wobeidie Rampenwellenerzeugungseinheit einen Kondensator aufweist, dergeladen wird, bis die Timing-Detektionseinheit den Entladeendepunktdetektiert, und worin der Kondensator der Rampenwellenerzeugungseinheitentladen wird, wenn die Timing-Detektionseinheitden Entladeendepunkt detektiert.
    类似技术:
    公开号 | 公开日 | 专利标题
    US10742122B2|2020-08-11|Systems and methods for voltage control and current control of power conversion systems with multiple operation modes
    US9954450B2|2018-04-24|Control circuit, control method and primary-controlled flyback converter using the same
    US9035640B2|2015-05-19|High efficient control circuit for buck-boost converters and control method thereof
    US9209697B2|2015-12-08|Switching power-supply device
    US9997988B2|2018-06-12|Zero-crossing detection circuit
    TWI542134B|2016-07-11|System controller and method for adjusting the power conversion system
    US10003271B2|2018-06-19|Systems and methods for constant voltage control and constant current control
    US8536851B2|2013-09-17|Quasi-resonant systems and methods with multi-mode control
    EP2621069B1|2017-03-15|Sperrwandler mit primärseitiger Ausgangsspannungserfassung und Überspannungsschutz im Betrieb mit niedriger Last
    US9331583B2|2016-05-03|Switch mode power supply, control circuit and associated control method
    EP2364061B1|2013-08-21|Schaltungen und Verfahren zur Ansteuerung von Lichtquellen
    US8970194B2|2015-03-03|Switch mode power supply system with dual ramp compensation associated controller and method
    JP5230181B2|2013-07-10|エネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置
    US8971061B2|2015-03-03|Off time control method for switching regulator
    KR100665782B1|2007-01-09|스위칭전원장치
    US6714425B2|2004-03-30|Power factor corrected SMPS with light and heavy load control modes
    US8837174B2|2014-09-16|Switching power-supply apparatus including switching elements having a low threshold voltage
    US7915876B2|2011-03-29|Power converter with snubber
    US7636249B2|2009-12-22|Rectifier circuit
    US8456143B2|2013-06-04|DC-DC converter and semiconductor integrated circuit for controlling power source
    US8755203B2|2014-06-17|Valley-mode switching schemes for switching power converters
    US5808879A|1998-09-15|Half-bridge zero-voltage-switched PWM flyback DC/DC converter
    US7630221B2|2009-12-08|Bridgeless PFC circuit for CRM and controlling method thereof
    KR100660403B1|2006-12-22|스위칭 전원장치
    US9148051B2|2015-09-29|Switch control device and converter including the same
    同族专利:
    公开号 | 公开日
    US20040246750A1|2004-12-09|
    US7075806B2|2006-07-11|
    JP2004364433A|2004-12-24|
    FR2855920B1|2006-07-28|
    JP4247048B2|2009-04-02|
    FR2855920A1|2004-12-10|
    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    法律状态:
    2005-01-05| OP8| Request for examination as to paragraph 44 patent law|
    2017-01-03| R119| Application deemed withdrawn, or ip right lapsed, due to non-payment of renewal fee|
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
    [返回顶部]